Milímetro

Scientific Reports volumen 13, número de artículo: 9646 (2023) Citar este artículo

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Detalles de métricas

Se propone un conjunto único de antenas de alta ganancia con un polarizador dieléctrico impreso en 3D. El empaquetado de la estructura de alimentación del conjunto de antenas se elimina agregando la red de alimentación entre los elementos de antena. Esto tiene una ventaja significativa a la hora de mantener características de radiación limpias y simétricas con niveles bajos de polarización cruzada. La estructura propuesta combina dos elementos en un punto de alimentación para reducir los puntos de alimentación de distribución de un conjunto de antenas 4 × 4 de 16 a 8 puntos. La estructura de conjunto de antenas propuesta tiene un costo extremadamente bajo y se puede utilizar con polarización lineal o circular. El conjunto de antenas alcanza una ganancia de 20 dBi/dBiC en ambos escenarios. El ancho de banda coincidente es del 4,1 % y el ancho de banda de relación axial (AR) de 3 dB es del 6 %. El conjunto de antenas utiliza una única capa de sustrato sin necesidad de vías. El conjunto de antenas propuesto se adapta bien a diversas aplicaciones a 24 GHz, manteniendo métricas de alto rendimiento y bajo costo. El conjunto de antenas se puede integrar fácilmente con transceptores gracias al uso de tecnología de línea microstrip impresa.

En las comunicaciones inalámbricas, la capacidad del canal es proporcional al ancho de banda disponible según el límite de Shannon. Cuanto más ancho de banda tengamos, mayor será la capacidad del canal inalámbrico. Como tal, se puede lograr una velocidad de datos más alta. Migrando la operación a frecuencias más altas, como las frecuencias anticipadas de ondas mm. El ancho de banda absoluto disponible sería significativamente mayor que las frecuencias de RF típicas. Por lo tanto, se pueden alcanzar velocidades más altas de comunicación inalámbrica1,2,3. Si bien podemos tener velocidades más altas en frecuencias de ondas milimétricas, la realización de la capa física se vuelve más desafiante4,5,6,7. La principal desventaja de operar a frecuencias más altas es tener una mayor pérdida de trayectoria para las ondas electromagnéticas que se propagan inalámbricamente en comparación con frecuencias de RF más bajas. Para compensar la pérdida de trayectoria, se podría sugerir aumentar las ganancias del amplificador de potencia en las radios. El principal problema con esta solución no es sólo que consumirá más energía del suministro y provocará más calentamiento, sino que también hará que los dispositivos sean voluminosos al acomodar los disipadores de calor y los aparatos de refrigeración necesarios. Para dispositivos móviles, no sería práctico ya que agotará la batería del dispositivo muy rápidamente. Una solución sugerida es utilizar antenas de alta directividad que enfocarán la energía hacia la entidad comunicante, esto compensará el efecto de pérdida de trayectoria y relajará los requisitos de diseño de los amplificadores de potencia8,9,10,11,12,13,14,15 .

Operar en frecuencias de ondas milimétricas también es útil para aplicaciones de radar y detección. Cuanto mayor sea la frecuencia de operación del radar, mayor será la resolución que se puede lograr. Varios trabajos propusieron el uso de la banda de ondas mm de 24 GHz para aplicaciones de radar16,17,18,19,20. El uso de radares de corto alcance para aplicaciones de atención médica (detección de signos vitales)21, sensores de radar para automóviles y detectores de movimiento se ha vuelto omnipresente20,22,23,24,25,26. Además, los avances en la conectividad inalámbrica llevaron a la invención de diversas tecnologías de Internet de las cosas. El Internet de las cosas abarca muchas aplicaciones. Una antena es una parte integral de cualquier dispositivo de comunicación IoT. El rendimiento de estas antenas es un factor crucial para el rendimiento de todo el sistema. Se han propuesto varias estructuras de antena en la literatura sobre electrónica industrial27,28,29,30,31,32,33, IoT y sensores34,35,36,37,38,39,40,41. En la Ref.42 se realizó una antena de parche con un resonador de franja de cerca para la comunicación IoT de hogares inteligentes. Para dicha comunicación, el patrón de radiación de la antena debe ser omnidireccional. En la Ref.43 se realizó una antena con montura de gafas única para comunicación IoT. En la Ref.24 se propuso una antena de escaneo de haz programable sin desfasadores para la comunicación por relé de IoT. En la Ref.26 se realizó una antena de aleta de tiburón que se utilizará en futuros sistemas de comunicación ferroviaria. En la Ref.23 se propuso una antena de reloj inteligente impresa multibanda, la antena mejoró el número de bandas de frecuencia y mejoró la omnidirectividad. En la Ref.22 se empleó una antena de parche de microcinta en un sistema de monitoreo de salud estructural (SHM) para medir la tensión estructural. En la Ref.44 se utilizó un radiador de matriz parásita orientable electrónicamente en una densa red de sensores inalámbricos. Además de eso, el modelado de antenas es esencial en el proceso de diseño, a modo de ejemplo pero no limitado a, dado que los modelos equivalentes de antena existentes son inflexibles porque asumen un contorno de antena rectangular, se propuso un modelo de corriente de borde de superficie equivalente híbrido. en Ref.45 para superar la limitación de los modelos existentes, estos modelos son muy útiles para la comunicación entre vehículo y todo (V2X). Las metasuperficies y las técnicas de ingeniería de dispersión también pueden resultar muy útiles para diversas aplicaciones. Las metasuperficies se pueden utilizar para manipular las características de las ondas que se propagan de manera efectiva46,47.

La polarización de la antena suele estar determinada por la aplicación, por ejemplo en sistemas de comunicación por satélite debido a la dificultad de alineación, es necesaria una polarización circular para evitar cualquier pérdida por desajuste de polarización. Los radares utilizan con frecuencia una polarización lineal, pero aún así pueden utilizar una polarización circular19,48,49. En este artículo presentamos un conjunto de antenas de muy bajo costo que se puede utilizar con polarización lineal o circular. El conjunto de antenas tiene una ganancia realizada de 20 dBi en ambos escenarios. El ancho de banda coincidente es del 4,1% y el ancho de banda AR es del 6%. La antena solo utiliza una única capa de sustrato sin necesidad de vías. Para cambiar a la operación de polarización circular, se utiliza un polarizador dieléctrico impreso en 3D. El conjunto de antenas propuesto se adapta bien a diversas aplicaciones a 24 GHz, manteniendo métricas de alto rendimiento y un costo extremadamente bajo. La antena se puede integrar fácilmente con transceptores gracias al uso de tecnología de línea microstrip impresa.

En frecuencias más altas, la ganancia de la antena es esencial para compensar la pérdida de trayectoria; Hay varias formas y diversas estructuras que se pueden utilizar para lograr una métrica de rendimiento de alta ganancia50. Los reflectores y las lentes son bien conocidos por su capacidad para proporcionar una alta ganancia51. Sin embargo, son muy grandes debido a su requisito de distancia focal, lo que los hace más difíciles de integrar. Además, no se consideran soluciones de bajo perfil. La tecnología impresa es muy adecuada para sistemas altamente integrados y son bien conocidos por su bajo perfil. Se pueden utilizar matrices planas para aumentar el rendimiento de la ganancia. Al aumentar el número de elementos en un conjunto de antenas, la ganancia aumenta proporcionalmente, la regla general es que al duplicar el número de elementos la ganancia aumenta en 3 dB. Sin embargo, el problema es que al aumentar el número de elementos, el tamaño de la red de alimentación asociada aumentaría de forma proporcional. Cuanto mayor sea la red de alimentación, mayor será la pérdida incorporada en ella. La pérdida total en una estructura de alimentación impresa es la suma de las pérdidas dieléctricas, de conducción y de radiación. La pérdida de radiación se puede reducir minimizando la radiación producida por la red de alimentación; idealmente, una estructura cerrada sería suficiente para eliminar la pérdida de radiación por completo. La pérdida dieléctrica se puede reducir utilizando un material con una tangente de baja pérdida, idealmente vacío (aire). Por lo tanto, las guías de ondas metálicas cerradas se consideran estructuras de alimentación muy eficientes ya que eliminan tanto la radiación como las pérdidas dieléctricas; sin embargo, son muy caras y más difíciles de integrar con los circuitos impresos debido a su requisito de transición de la guía de ondas de alimentación52,53. Además, al pasar a frecuencias más altas, las dimensiones se vuelven más pequeñas y más difíciles de realizar para las fresadoras. En consecuencia, esto los hace más propensos a errores de tolerancia y más difíciles de realizar con fresadoras. Aquí, mostramos que podemos mantener una eficiencia decente y una alta ganancia mediante el uso de tecnología impresa, mientras al mismo tiempo mantenemos la estructura sin empaquetar, sin vías y usando solo una única capa de sustrato. La Figura 1a muestra un trozo de línea de microstrip abierto; el trozo abierto se utiliza normalmente para fines de coincidencia en cualquier red de microstrip impresa. Normalmente, la radiación de estos terminales abiertos se minimiza ya que su único propósito es alterar la impedancia de entrada de una determinada estructura para lograr la adaptación de impedancia. En la Ref.50 mostramos que un trozo de línea de microcinta abierta impresa se puede utilizar como elemento radiante donde se puede utilizar la radiación de los campos marginales. Como en la Fig. 1a, hay dos tipos de corrientes en esta estructura, la primera son las corrientes de conducción que atraviesan la línea microstrip y la segunda son las corrientes magnéticas equivalentes que representan los campos eléctricos marginales según el principio de equivalencia. La radiación de las corrientes de conducción es suprimida por las corrientes de imagen que corren en la dirección opuesta según la teoría de la imagen, esto se logra asegurando que el plano de tierra esté eléctricamente cerca de la línea microstrip abierta impresa, esta característica es deseada para el diseño de Circuitos de microondas de línea microstrip impresos (es decir, filtros, acopladores, etc.), dicha característica minimiza la pérdida de radiación de la estructura guía prevista. La radiación de las corrientes magnéticas es insignificante debido a la naturaleza incomparable de la estructura, donde toda la energía de entrada se refleja de regreso a la fuente en lugar de irradiarse. Además, el área de apertura de los campos marginales es muy pequeña en la punta del talón. Para utilizar la radiación de estos terminales abiertos, primero debemos aumentar el área de apertura y encontrar una manera de hacer coincidir su impedancia de entrada con una fuente de 50 ohmios. La Figura 1b sugiere aumentar el área de apertura agregando más trozos abiertos, donde el área de apertura agregada de todos los trozos se vuelve lo suficientemente grande como para lograr una radiación significativa. La Figura 1c sugiere tener más terminales abiertos en el lado derecho, donde los terminales de los lados derecho e izquierdo se pueden conectar mediante un bucle rectangular de línea microstrip, el bucle garantiza que las corrientes magnéticas de los lados derecho e izquierdo estén en fase para irradiar constructivamente en el visor. También tiene un papel importante en la reducción de la impedancia de entrada a 50 ohmios. El elemento puede percibirse como una agregación de cuatro elementos de corriente magnética; esta percepción ayuda a comprender la razón por la que se han suprimido los lóbulos de rejilla para una matriz de dos elementos a pesar de que el espacio entre ellos es mayor que la mitad de la longitud de onda en el espacio libre. Esto se puede observar en la Fig. 1d, donde el espaciado de los subelementos es del orden de media longitud de onda, mientras que el espaciado de los dos elementos es mucho mayor que media longitud de onda. La multiplicación de patrones también puede explicar este comportamiento, donde la alta directividad del factor del elemento derriba los lóbulos de la rejilla en el factor de matriz. Un análisis más detallado de este elemento se puede encontrar en la Ref.54.

Estructura del elemento del conjunto de antenas, (a) trozo abierto de línea de microcinta impresa, (b) tres trozos abiertos impresos en paralelo, (c) seis trozos abiertos impresos agregados en un bucle "elemento único del conjunto de antenas", (d) dos elementos del conjunto de antenas adyacentes entre sí55, λg es la longitud de onda guiada y λo es la longitud de onda del espacio libre.

El procedimiento típico para diseñar una red de alimentación para un conjunto 2D es utilizar divisores de potencia y transformadores de un cuarto de longitud de onda para hacer coincidir la combinación paralela de los elementos de la antena con la impedancia deseada del sistema. Este procedimiento suele dar como resultado líneas de transmisión con diferentes impedancias características. Debido al espacio limitado entre los elementos del conjunto de antenas, no se pueden acomodar las líneas anchas de microcinta, especialmente en la configuración agregada. Además, las líneas de microcinta muy anchas pueden tener una pérdida de radiación significativa50. Para abordar este problema, se propone el procedimiento de diseño de la red de alimentación en la Fig. 2. Este procedimiento puede proporcionar la adaptación de impedancia requerida utilizando cualquier impedancia característica arbitraria. Según el esquema que se muestra en la Fig. 2, las Ecs. (1-4), y utilizando la teoría de líneas de transmisión simple, la impedancia de entrada en el punto "A" siempre será igual a ZL siempre que todas las longitudes de las líneas sean múltiplos de un entero impar del cuarto de longitud de onda guiada. Este procedimiento es muy útil cuando permite el uso de líneas estrechas de microcintas que pueden encajar fácilmente entre los elementos radiantes. Además, minimiza toda la radiación parásita de la estructura de alimentación debido al uso de líneas finas que se agregan entre los elementos. Un análisis más detallado de este concepto y casos de comparación con estructuras empaquetadas se pueden encontrar en las Refs.50,56. La Figura 3 muestra una realización práctica de este concepto. El sustrato utilizado es Rogers 5880 con un espesor de 0,508 mm, la constante dieléctrica del sustrato es 2,2 y la tangente de pérdida es 0,0009. Las vías plateadas no son necesarias en absoluto en el diseño. Las dimensiones de la estructura se enumeran en la Tabla 1. En frecuencias de ondas milimétricas, es muy deseable tener una estructura de alimentación guía empaquetada para eliminar cualquier posible pérdida de radiación parásita que reduzca la eficiencia de la antena y afecte las características de radiación de la antena. El embalaje, o en otras palabras el blindaje, se realiza habitualmente rodeando la estructura de alimentación por una superficie metálica. Para una red de alimentación plana, esto se puede hacer protegiendo la red de alimentación desde arriba y desde abajo con láminas de metal. Este método es útil para suprimir la radiación de la red de alimentación. Sin embargo, este método no es deseable debido a la excitación de modos de guía de ondas de placas paralelas dentro del paquete blindado, que eventualmente constituyen una fuente importante de pérdidas en la estructura de alimentación. La guía de ondas Ridge Gap es un ejemplo de una nueva tecnología que trata este problema y previene la propagación de modos de guía de ondas de placas paralelas57. El embalaje es una buena opción; sin embargo, no es fácil de fabricar y es más caro. En el diseño sugerido, el empaquetado de la estructura de alimentación del conjunto de antenas se elimina agregando la red de alimentación entre los elementos de la antena, lo que tiene una ventaja significativa al mantener características de radiación ordenadas y simétricas con una ganancia decente en el rango de 20 dBi, además Los detalles sobre esta técnica se pueden encontrar en la Ref.50. La Figura 4 muestra la "ganancia realizada" del patrón de radiación 3D que alcanza 20,3 dBi (los resultados calculados se generaron utilizando HFSS58).

Esquema de coincidencia, la longitud de cada sección de la línea de transmisión es un múltiplo entero impar de un cuarto de longitud de onda.

Conjunto de antenas impresas de una sola capa que utiliza la radiación de líneas de microcinta abiertas (vista superior).

Patrón de radiación 3D “ganancia realizada” (izquierda) y mapa de calor del espacio sinusoidal superior (u,v) (derecha).

En pocas palabras, los polarizadores electromagnéticos son estructuras que se utilizan para transformar la polarización de las ondas59,60,61,62,63,64,65. Por ejemplo, pueden transformar una onda polarizada linealmente en una polarizada circularmente y viceversa. La Figura 5 ilustra el polarizador dieléctrico y la configuración del análisis de la celda unitaria. El polarizador está hecho de un material dieléctrico impreso en 3D con una constante dieléctrica de 3 y una tangente de pérdida de 0,01. El análisis de celda unitaria equivale a una estructura infinita de tiras dieléctricas impresas en 3D. El análisis de celda unitaria supone una incidencia de onda plana en una estructura infinita; por lo tanto, las dimensiones del polarizador diseñado utilizando el análisis de celda unitaria deben ajustarse para tener en cuenta la forma de onda de la fuente (es decir, la antena) y el hecho de que la El polarizador dieléctrico realizado se truncará en los bordes (es decir, no será una estructura infinita)66,67. El funcionamiento del polarizador dieléctrico se puede explicar descomponiendo una onda plana incidente con un ángulo de 45° en dos componentes, paralelo y perpendicular o (componentes TE y TM), como se muestra en la Fig. 5. Como tal, cada componente experimenta un dieléctrico efectivo diferente. cambio de fase constante y, por tanto, diferente. Al controlar la diferencia de cambio de fase entre los dos componentes para que sea de 90°, la onda polarizada linealmente se transforma en una onda polarizada circularmente. Al tener una relación de llenado baja de las tiras dieléctricas, las constantes dieléctricas efectivas para cada componente se pueden aproximar como en (5-6)68, en consecuencia, la diferencia de fase y la relación axial se pueden calcular como en (7-8).

Ilustración del polarizador dieléctrico y configuración del análisis de celda unitaria.

La Tabla 2 enumera las dimensiones de la losa dieléctrica. Se utiliza material termoplástico RGD840 con un valor de constante dieléctrica de 3 y tangente de pérdida de 0,01. La Figura 6 muestra los coeficientes de transmisión y reflexión de los dos componentes. Como puede verse, hay una reflexión mínima y un coeficiente de transmisión casi unitario para cada componente, lo que indica casi igualdad de magnitud de los componentes del campo eléctrico TE y TM. Por lo tanto, la relación axial se puede calcular a partir de la diferencia de ángulo entre estos componentes, como se indica en (7); la relación axial también se muestra en la Fig. 6. La Figura 7 muestra la diferencia de fase entre los componentes TE y TM, y el perfil de fase para cada componente. Por diseño, la diferencia de fase está establecida en 90° en la frecuencia central (es decir, 24 GHz). La Figura 8 muestra el conjunto de antenas ampliado con el polarizador dieléctrico; las dimensiones del polarizador de tamaño finito se dan en la Tabla 3. El tamaño de la matriz es 5,15 \(\uplambda\)o × 3,6 \(\uplambda\)o y la altura del polarizador es 1,87 \(\uplambda\)o. La Figura 9 muestra el prototipo fabricado.

Relación axial del polarizador (izquierda) y parámetros S (derecha).

Fases TE y TM (izquierda) y diferencia de fase (derecha).

Conjunto de antenas polarizadoras dieléctricas impresas en 3D propuesta.

Prototipo fabricado.

La Figura 10 muestra la relación axial con/sin polarizador. Como se señaló, la relación axial está por debajo de 3 dB en un ancho de banda del 6% cuando se utiliza el polarizador. Por otro lado, la relación axial está muy por encima de 30 dB cuando no se utiliza el polarizador (es decir, indica una polarización lineal). La Figura 11 muestra los patrones de radiación en los planos principales; el nivel del lóbulo lateral está muy por debajo de −14 dB en ambos planos. La Figura 12 muestra los patrones de radiación en los planos xz e yz. El patrón de radiación muestra una onda LHCP en ambos planos con un nivel de lóbulo lateral muy por debajo de −14 dB. La Figura 13 muestra el valor de ganancia hasta 20 dBi para ambos casos (es decir, polarización lineal y circular). La Figura 14 muestra la eficiencia de radiación calculada. La eficiencia calculada también es de hasta el 90% en ambos escenarios. Los S11 en ambos casos son casi iguales indicando un polarizador transparente.

Relación axial con polarizador (izquierda) y relación axial sin polarizador (derecha).

Patrones de radiación de matriz lineal, plano H (izquierda) y plano E (derecha), copolar (arriba) y contrapolar (derecha).

Patrones de radiación CP, plano xz (izquierda) y plano yz (derecha), LHCP (arriba) y RHCP (abajo).

Ganancia y (magnitud del coeficiente de reflexión) |S11|.

Eficiencia de radiación calculada.

La ganancia de 20 dBi y la eficiencia del 90% del conjunto de antenas en ambos escenarios hacen que la antena sea muy atractiva para aplicaciones de 24 GHz (radares, sensores, etc.). La antena se puede utilizar eficazmente en cualquier modo (CP o LP) según los requisitos de la aplicación. Si bien las características de radiación abarcan un haz de lápiz directivo claro, el nivel del lóbulo lateral se reduce considerablemente por debajo de −14 dB en ambos escenarios. La solución es muy adecuada para la integración con la tecnología PCB. La estructura tiene un costo extremadamente bajo y solo utiliza una única capa de sustrato sin vías.

Debe quedar claro que existe una ligera desalineación azimutal de la antena debido a la alineación visual de la antena en la cámara mientras se realiza la medición. La desalineación se nota a partir del componente de polarización cruzada medido, que en ese caso tiene alguna contribución del copolar. Por eso se muestra un pico en el lado amplio de la polarización cruzada. La Figura 15 muestra la ganancia de cada componente del campo eléctrico (Eθ y Eϕ) para la polarización lineal, y (ELH, ERH) para la polarización circular. La Figura 16 muestra el nivel de polarización cruzada en cada caso; el caso lineal viene dado por (ΔLP = Eθ − Eϕ), y el caso CP viene dado por (ΔCP = ELH − ERH). Como era de esperar, la ganancia de polarización circular es independiente del ángulo azimutal, lo que la hace inmune a la falta de coincidencia de polarización por desalineación. Además, el nivel de polarización cruzada en el caso CP fluctúa de 16,4 a 22,6 dB con el ángulo azimutal (es decir, dentro de un margen de 6,2 dB). Esta característica de las antenas CP las hace muy deseables para varias aplicaciones que necesitan un enlace de comunicación inalámbrica con línea de visión alineada. Por otro lado, la antena LP muestra que la ganancia del campo eléctrico depende en gran medida del ángulo azimutal. (NB ϕ = 0° es el plano E “plano xz en el caso CP”, y ϕ = 90° es el plano H “plano yz en el caso CP”). En el plano E, la componente copolar es Eθ y la componente contrapolar es Eϕ, y viceversa en el plano H. Por lo tanto, con la desalineación azimutal la ganancia cae en un componente y aumenta en el otro componente, y el nivel polar cruzado puede variar de 29,6 a 0 a −25 dB, el cambio de signo representa el cambio de un plano principal al otro. . A pesar de que las antenas LP son propensas a sufrir pérdidas por desajuste de polarización, se adaptan bien a varias aplicaciones de radar, esto se debe al hecho de que las señales reflejadas de los objetos mantienen la misma polarización (es decir, lineal) y permite el uso de una antena lineal para ambas. los circuitos transmisor y receptor que generalmente están conectados a través de un circulador. Por otro lado, en el caso CP, las señales reflejadas de los objetos invierten su polarización (es decir, una señal incidente LH se reflejará como una señal RH y viceversa). Como tal, la antena transmisora ​​no puede detectar la señal reflejada y esto requerirá otra antena con la polarización opuesta para detectar la señal reflejada.

Ganancia para cada componente de polarización frente al ángulo azimutal (ϕ), caso lineal (izquierda) y caso circular (derecha).

Nivel contrapolar versus ángulo azimutal (ϕ) para polarización lineal y circular.

Una comparación con otros trabajos se muestra en la Tabla 4, como lo indica la tabla, la estructura propuesta es superior en términos de ganancia (20 dBi/dBiC), y la capacidad de operar ya sea con polarización circular o lineal en comparación con otros trabajos, a diferencia de otras soluciones que están optimizadas para funcionar con una sola polarización. La solución propuesta mantiene niveles muy decentes para la polarización cruzada, el nivel del lóbulo lateral, la ganancia y la relación de adelante hacia atrás en ambas polarizaciones, a diferencia de otros trabajos que comprometerían algunas de estas métricas de rendimiento. En la estructura de conjunto de antenas 4 × 4 propuesta, el número de puntos de alimentación se reduce de 16 a solo 8 puntos combinando dos elementos con un único punto de alimentación. Además, la ganancia del elemento propuesto es alta, lo que facilita alcanzar 20 dBi/dBiC en una configuración 4 × 4. Este rendimiento es un gran desafío sin utilizar técnicas de empaquetado; como ejemplo, pero no limitado a la Ref.69, un conjunto de antenas de parche de 8 × 8 solo puede proporcionar 18 dBi de ganancia.

La estructura propuesta sólo utiliza un único sustrato, lo que la hace extremadamente económica. No requiere vías, lo que simplifica significativamente el proceso de fabricación. Tal simplificación en la fabricación es muy beneficiosa, especialmente en frecuencias de ondas milimétricas donde las dimensiones de la estructura/vías se vuelven muy pequeñas y muy susceptibles a errores de tolerancia. Además, la estructura propuesta utiliza un único sustrato con alimentación MSL, lo que hace que sea muy fácil de integrar con los circuitos del transceptor. Otros trabajos, como se indica en la Tabla 4, utilizan una alimentación de guía de ondas que los hace muy voluminosos. Las alimentaciones de guías de ondas también requieren transiciones especiales para integrarlas con los transceptores IC típicos; estas transiciones constituyen una pérdida significativa que generalmente debe compensarse con una ganancia adicional de la antena o los amplificadores de potencia.

Se demostró un conjunto de antenas de bajo costo que funciona a 24 GHz; se eliminó el empaquetado de la estructura de alimentación del conjunto de antenas agregando la red de alimentación entre los elementos de la antena. El conjunto de antenas propuesto tenía un coste extremadamente bajo y podía utilizarse como conjunto de antenas con polarización lineal o circular. El conjunto de antenas obtuvo una ganancia de 20 dBi en ambos escenarios. El ancho de banda de adaptación logrado es del 4,1% y el ancho de banda de relación axial de 3 dB es del 6%. El conjunto de antenas solo utilizó una única capa de sustrato sin necesidad de vías. Para cambiar a la operación de polarización circular, se utilizó un polarizador dieléctrico impreso en 3D. El conjunto de antenas propuesto demostró su idoneidad para diversas aplicaciones a 24 GHz, manteniendo métricas de alto rendimiento y un costo extremadamente bajo. El conjunto de antenas podría integrarse fácilmente con transceptores gracias al uso de tecnología de línea microstrip impresa.

Todos los datos generados o analizados durante este estudio se incluyen en este artículo publicado.

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Descargar referencias

Departamento de Ingeniería Eléctrica e Informática, Royal Military College of Canada, Kingston, ON, Canadá

Yazan Al-Alem y Yahia MM Antar

Departamento de Ingeniería Eléctrica e Informática, Queen's University, Kingston, ON, Canadá

Yazan Al-Alem y Yahia MM Antar

Departamento de Ingeniería Eléctrica e Informática, Universidad Concordia, Montreal, QC, Canadá

Syed M. Sifat y Ahmed A. Kishk

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YA escribió los manuscritos y realizó simulaciones de onda completa, SMS realizó los experimentos, YMMA y AAK contribuyeron a las discusiones sobre la viabilidad teórica y las mejoras del diseño. Todos los autores revisaron el manuscrito.

Correspondencia a Yazan Al-Alem.

Los autores declaran no tener conflictos de intereses.

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Al-Alem, Y., Sifat, SM, Antar, YMM et al. Conjunto de antenas planas de ondas milimétricas aumentadas con un polarizador dieléctrico impreso en 3D de bajo costo para aplicaciones de detección e Internet de las cosas (IoT). Informe científico 13, 9646 (2023). https://doi.org/10.1038/s41598-023-35707-2

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Recibido: 18 de enero de 2023

Aceptado: 22 de mayo de 2023

Publicado: 14 de junio de 2023

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-023-35707-2

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